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以下は「DCコイル（リレー／ソレノイド等）の逆起電力をダイオード＋ツェナー（TVS含む）で吸収」するための実務レベル設計手順です。一次情報（メーカー資料・規格原文）に基づき、計算式・サンプル計算・部品選定・検証までをひと通り示します。
0. 文脈と前提（整理）
- 対象：DC駆動のリレー／ソレノイド等のインダクティブ負荷を、トランジスタ（BJT/MOSFET）でローサイドスイッチする一般的回路。
- 目的：**逆起電力（L di/dt）**を安全にクランプし、ドライバ素子の過電圧破壊とノイズ悪化を防ぐ。
- クランプ方式：（A）フリーホイールダイオードのみ、（B）ダイオード直列ツェナー（Zener/TVS）、（C）TVS単体。本回答は**（B）を主対象**とし、必要に応じて（C）も併記。
- 重要トレードオフ：
- 開放時の減衰時間（速さ）⇔クランプ電圧（高いほど速い）
- 素子ストレス（ピーク電力/温度）⇔パルス幅/繰返し
- 騒音/EMI⇔電圧・電流の立上り/立下り
- 一次情報（代表例）
- TE Connectivity「Relay coil suppression」(TEコネクティビティ)
- TI「Using Motor Drivers to Drive Solenoids」（アクティブクランプの考え方）(Texas Instruments)
- TI「How to select a Surge Diode」（IEC 61000-4-5準拠のTVS選定指針）(Texas Instruments)
- Vishay「Typical TVS Applications」（リレーコイルへのTVS適用例）(vishay.com)
- onsemi アプリケーションノート（ツェナー/TVSのクランプ事例）(onsemi)
① 全体像（ブロック／信号フロー）
- 構成：DC電源 → コイル（L, R）→ ドライバTr（ローサイド）
- 抑制回路：コイル両端に「整流ダイオード＋ツェナー」の直列を逆極性で接続
- 通電中：ダイオードが遮断、ツェナーも不導通 → 影響なし
- 断ト時：コイル電流が流れ続けようとし極性反転 → ダイオード順方向＋ツェナー逆方向でV≈V_Z+V_F にクランプ → 電流を短時間で減衰
- ドライバが受ける最大電圧：V_SUPPLY + V_Z + V_F（ローサイドの場合）→ 素子の V_DS(max)/V_CE(max) との整合要
参考の抑制方式比較（一次情報での要旨）
- フリーホイールのみ：クランプ≈V_F → 減衰遅い（吸着遅れ・接点アーク増加の恐れ）(TEコネクティビティ)
- ダイオード＋Zener/TVS：クランプ高 → 減衰速い（応答性/接点寿命に有利）(TEコネクティビティ)
- TVS単体：実装簡単・定格豊富（IEC61000-4-5等も視野）(Texas Instruments)
② 設計方針（優先順位とトレードオフ）
- ドライバの絶対最大定格保護（最優先）：
V_SUPPLY + V_Z + V_F ≤ **0.8×**V_DRIVER_MAX（安全率例）。 - ターンオフ時間（t_off）の短縮：
t_off ≈ L·I_0 / V_CLAMP。高いV_CLAMPほど速く減衰。 - **素子ストレス（ピーク電力/温度）**を許容内に：
P_PK ≈ V_CLAMP·I_0、E_PULSE = ½·L·I_0²（エネルギはほぼツェナー/TVSが受け持つ）。 - EMI低減：必要ならライン側にRCスナバや追加の配線最適化を併用（配線ループ縮小等）。
- 量産性：温度/ばらつき/供給継続性（AEC-Q101等）を考慮。
③ 必要パラメータ一覧（記号・名称・単位・出典）
- ( V_{\text{SUPPLY}} )（V）：コイル駆動電源電圧
- ( R_{\text{COIL}} )（Ω）：コイル抵抗（データシート）
- ( L )（H）：コイルインダクタンス（データシート or 実測）
- ( I_0 = V_{\text{SUPPLY}}/R_{\text{COIL}} )（A）：通電直前のコイル電流（定常近似）
- ( V_{\text{Z}} )（V）：ツェナー/TVSのクランプ電圧（I-V特性はデータシートで確認）
- ( V_{\text{F}} )（V）：整流ダイオード順方向電圧
- ( V_{\text{CLAMP}} \approx V_{\text{Z}} + V_{\text{F}} )（V）：コイルに印加されるクランプ電圧
- ドライバの最大許容電圧 ( V_{\text{DRV,max}} )（V）：MOSFET V_DS(max)やBJT V_CE(max)
- 繰返し周波数 ( f_{\text{sw}} )（Hz）：コイルON/OFF頻度
- 周囲温度範囲 ( T_A )（°C）・熱抵抗・パルスディレーティング曲線：素子データシート（TI/onsemi/Vishay/Nexperia 等）(Texas Instruments)
④ 設計手順（数式と適用範囲）
Step 1. ドライバ最大電圧からクランプ上限を決める
- 条件：( V_{\text{SUPPLY}} + V_{\text{Z}} + V_{\text{F}} \le \alpha \cdot V_{\text{DRV,max}} )（例：(\alpha=0.8)〜0.9）
- 根拠：ローサイドではターンオフ直後にドレイン（コレクタ）電圧が上昇し、最大で電源にクランプ電圧が加算されたレベルに到達するため（TE/TIの解説参照）。(TEコネクティビティ)
Step 2. 要求のターンオフ時間からクランプ下限を決める
- コイル電流減衰は（Zener/TVSでほぼ一定電圧クランプされる前提で）
[
\frac{di}{dt} \approx -\frac{V_{\text{CLAMP}}}{L} \Rightarrow
t_{\text{off}} \approx \frac{L,I_0}{V_{\text{CLAMP}}}
] - 物理的意味：V_CLAMP を高くするほど di/dt が大きくなり、吸着遅れ・接点アークを軽減（TE/TI）。(TEコネクティビティ)
Step 3. 吸収エネルギと素子のパルス電力を見積
- コイルに蓄えられたエネルギ：
[
E_{\text{coil}} = \frac{1}{2} L I_0^2
]
→ 理想的にはこの大半をツェナー/TVSが消費。 - ツェナー（TVS）のピーク電力（ターンオフ直後）：
[
P_{\text{PK}} \approx V_{\text{CLAMP}} \cdot I_0
] - パルス平均電力（パルス中）：
[
\bar{P}{\text{pulse}} = \frac{E{\text{coil}}}{t_{\text{off}}}
= \frac{\tfrac{1}{2}LI_0^2}{\frac{L I_0}{V_{\text{CLAMP}}}}
= \frac{1}{2} I_0 V_{\text{CLAMP}}
] - 適用：データシートの不連続パルス定格（ピークパワー対パルス幅のディレーティング曲線）に対し、
- P_PK とパルス幅 t_offが曲線内に入ること
- 繰返しの場合は E_coil×f_sw に対して平均許容電力以内であること（TI/VishayのTVS選定ノート参照）。(Texas Instruments)
Step 4. ツェナー/TVSの電圧・パッケージを選ぶ
- 電圧：Step1/2の範囲でできるだけ高めに設定（速い減衰）しつつ、ドライバ定格に十分余裕。
- 種別：繰返しパルス・エネルギが大きい場合は**サージ対応TVS（SMAJ/SMBJ/SMCJ/SMC）**が無難（Vishay/TI）。(vishay.com)
- 品質：産業/車載はAEC-Q101や高信頼グレードを優先（Nexperia/ Vishay 等）。(Nexperia)
Step 5. 直列ダイオードの選定
- 要件：初期電流 I_0をt_off流せるパルスIF、逆回復は厳しくないが信頼性重視でFRD/ショットキーが扱いやすい。IFSM（サージ）も確認。
- Vf は V_CLAMP に+されるため過度に高くしない。Vf 0.4〜1.0 V 程度が目安。
Step 6. 配置・配線
- クランプ素子はコイル端子直近に（最小ループでL di/dtのループ面積を抑える）—EMI低減（Vishay/TI）。(vishay.com)
Step 7. 温度・ばらつき・繰返しの確認
- 温度で V_Z, I-Vが変動（上昇/下降）→ 最悪条件で Step1 を再チェック。
- データシートのパルスディレーティング曲線で t_off（≒パルス幅）に対する余裕度を数値化（>2倍など）。
⑤ サンプル計算（すべて単位付・有効桁表示）
仮定（合理的）：
- 24 V リレー、( R_{\text{COIL}} = 80\ \Omega )、( L = 50\ \text{mH} )（代表値）
- ドライバ：MOSFET ( V_{\text{DS(max)}} = 60\ \text{V} )
- 目標：t_off ≤ 2.0 ms、周囲 25 °C、f_sw = 2 Hz（毎秒2回）
- 定常電流
[
I_0 = \frac{24\ \text{V}}{80\ \Omega} = 0.300\ \text{A}
] - 必要クランプ電圧（t_off目標から）
[
t_{\text{off}} \approx \frac{L I_0}{V_{\text{CLAMP}}} \Rightarrow
V_{\text{CLAMP}} \approx \frac{0.050\ \text{H} \cdot 0.300\ \text{A}}{0.002\ \text{s}}
= 7.5\ \text{V}
]
→ ただしローサイドの素子電圧は ( V_{\text{SUPPLY}} + V_{\text{CLAMP}} \approx 24 + 7.5 = 31.5\ \text{V} )（Vfを加味して約32 V）。
定格60 Vに十分余裕。より速くしたければ V_CLAMP を上げる。 - エネルギ・ピーク電力
[
E_{\text{coil}}=\tfrac12 L I_0^2
=0.5 \times 0.050 \times (0.300)^2
= 2.25 \times 10^{-3}\ \text{J} = 2.25\ \text{mJ}
]
[
P_{\text{PK}} \approx V_{\text{CLAMP}}\cdot I_0
\approx 7.5 \times 0.300 = 2.25\ \text{W}
]
[
\bar{P}{\text{pulse}} = \tfrac12 I_0 V{\text{CLAMP}}
=0.5 \times 0.300 \times 7.5 = 1.125\ \text{W}
]
パルス幅 (t_{\text{off}}\approx 2\ \text{ms})、繰返し 2 Hz → 平均電力 (P_{\text{avg}} = E \cdot f = 2.25\ \text{mJ}\times2=4.5\ \text{mW})（熱的には余裕大、瞬時パルス定格が支配）。 - 部品電圧の整合
- 例：SMBJ30A/SMBJ33A等のTVS（双方向/単方向）、またはツェナー 24–33 V クラスを候補。
- 実際の V_CLAMP はデータシートの**V_BR（@I_TEST）／V_C（@I_PULSE）**で決まる（Vishay/TI参照）。必要なら 12–24 V クラスに変更して t_off をさらに短縮可。(vishay.com)
- 直列ダイオード
- 初期電流 0.3 A、t≈2 ms → 1 A級FRD/ショットキーで十分（例：SMAパッケージ）。IFSMは数十Aが多く余裕。
※ 注意：より高速応答（t_offさらに短縮、接点アーク抑制）を狙うなら V_CLAMP を20–40 V程度に上げる設計も一般的（ただし MOSFET の V_DS マージン要）。この思想は TE/TI資料でも示唆。(TEコネクティビティ)
⑥ 公差設計（温度・経年・ラインばらつき・最悪条件）
- 温度：ツェナー/TVSの温度係数で V_Z が変動。**低温側でV_Z↑**する品種もある→ **V_SUPPLY + V_CLAMP（最大）**がドライバ定格を超えないことを確認。
- 供給電圧ばらつき：車載/産業では過電圧（例：バッテリ充電時）を想定 → **V_SUPPLY(max)**で再計算。
- L, R ばらつき：L↑やR↓で I_0↑ → E_coilとP_PKが増加。
- 繰返し・温度上昇：TVSのパルス対時間ディレーティング曲線にt_offと繰返しを当て、安全率≥2を確保（Vishay/TI）。(vishay.com)
⑦ 部品選定（候補と理由）
（代表例。最終は実回路の電圧/パルス条件で再選定）
- TVS/ツェナー
- Vishay SMBJ33A（33 V、SMBJ、広く入手・曲線整備）—TVS単体でのクランプにも適（リレー応用例あり）。(vishay.com)
- TIアプリノート準拠でサージ設計の指針が取りやすいデバイス群（SMAJ/SMBJ/SMCJ）(Texas Instruments)
- Nexperia TVS FlatPowerシリーズ（小型・高ピーク電力/AEC-Q101あり）—省実装高さに有利。(Nexperia)
- 整流ダイオード
- SS14（SMA, Schottky 1 A）／**UF4004（FRD 1 A）**クラス：I_0が小～中の一般用途に十分。
- 代替：Zener（BZX55/BZT52シリーズ）＋整流ダイオード直列でも可。ただし繰返しパルスが大きい用途はTVS推奨（パルス定格が明確）。
⑧ 検証計画（シミュレーション／実測）
- SPICE：L, R, V_SUPPLY, ダイオード（Vf）, TVS（V_BR・V_C・Cj）をモデル化。step paramで V_Z を掃引し t_off・P(t)=V·Iを評価。
- 実測：
- 高耐圧差動プローブ（> 100 V）でドライン（コレクタ）電圧波形、電流プローブでコイル電流波形。
- 記録する指標：V_CLAMP（最大）, t_off, P_PK≈V_CLAMP·I_0, 素子表面温度（放熱が小さいSMA/SMBJはIR測温）。
- 配線ループ最小化・GNDリターン最短をレイアウトチェック（Vishay）。(vishay.com)
⑨ 信頼性・安全設計
- 熱：平均損失は小さくても繰返しピークで接合温度が上がる → メーカーの単発/繰返しパルス許容グラフで温度ディレーティングを確認（TI/Vishay）。(Texas Instruments)
- ストレス評価：
- 電圧：( V_{\text{SUPPLY(max)}} + V_{\text{CLAMP(max)}} ) < ( V_{\text{DRV,max}}/S_f )（例 S_f=1.25）
- エネルギ：( E_{\text{coil(max)}} ) を TVS のパルス定格曲線に対し余裕度≥2
- 簡易FMEA（抜粋）
- TVS短絡 → 常時電源過負荷（ヒューズ/ポリスイッチ推奨）
- TVS開放 → クランプ不能でドライバ破壊（過電圧モニタ/設計余裕）
- ダイオード逆実装 → 通電不能または常時クランプ（実装DFM・極性シルク）
⑩ 規格適合ポイント（該当条項・試験）
- ノイズ耐量を規格で評価する場合：
- 産業機器のサージ：IEC 61000-4-5（波形・レベル・源インピーダンス規定、TVS選定の考え方に対応）(Texas Instruments)
- 車載の車載ライン擾乱：ISO 7637（車載電源ラインの擾乱—TVSやクランプで対策）(vishay.com)
- リレー応用：TEアプリノート（接点寿命/抑制素子の影響の考察）(TEコネクティビティ)
※コイル自体の逆起電力対策は上記の系規格適合の一構成要素。実機では電源ライン側のサージ/ESDも別途評価。
⑪ よくある落とし穴（回避策）
- クランプ電圧を低くしすぎる（フリーホイール相当）：t_off が長く接点アーク/粘り／他回路遅延が悪化 → Zener/TVSで適度に高い V_CLAMPへ。(TEコネクティビティ)
- ドライバ定格オーバ：V_SUPPLY上振れ＋温度でV_Z↑を見落とし → 最悪条件で V_DS/V_CE マージンを確保。
- TVSのパルス曲線未確認：E, t_off, 繰返しを曲線に当てていない → ディレーティング曲線に必ず当て込む（TI/Vishay）。(Texas Instruments)
- 配線ループが大きい：EMI/オーバシュート増大 → コイル端子直近に配置、リターン最短。
- 実装極性ミス：シルク・回路図表記・実装手順をDFMで固める。
⑫ 参考文献（一次情報中心・URL付）
- TE Connectivity, Relay coil suppression（DC relays）：リレー接点寿命と抑制方式の影響。(TEコネクティビティ)
- Texas Instruments, Using Motor Drivers to Drive Solenoids（SLVAE59）：クランプで減衰を速める考え方と波形。(Texas Instruments)
- Texas Instruments, How to select a Surge Diode（SLVAE37）：IEC 61000-4-5に基づくTVS選定。(Texas Instruments)
- Vishay, Typical TVS Applications：リレーコイルのTVS適用例・配線の要点。(vishay.com)
- onsemi, アプリケーションノート（例 AND8116/他）：リレーのコイルスパイクをツェナーで抑制する事例。(onsemi)
- Nexperia, Transient Voltage Suppressors（製品ポートフォリオ/AEC-Q101）：高ピーク電力・薄型実装。(Nexperia)
目次
要約（実装のコア）
- V_CLAMP の許容範囲＝「速く落としたい最小値」〜「ドライバ定格で許される最大値」。
- ( t_{\text{off}}\approx L I_0/V_{\text{CLAMP}} )、( E=\tfrac12 L I_0^2 )、( P_{\text{PK}}\approx V_{\text{CLAMP}}I_0 )。
- TVS/ツェナーはパルス定格曲線に当て、P_PK・t_off・繰返しで余裕度≥2。
- 配線は最短・コイル直近、極性ミス防止。
- 必要に応じてTVS単体やRCスナバを併用してEMI最適化。
補足：TVS単体の採用基準（簡易）
- 供給ラインのサージ（IEC 61000-4-5）も視野に入れる場合、TVS単体でライン対GNDに入れた方が系として整理が簡単。クランプ電圧はドライバ定格と装置規格の両立点で決定（TI/Vishay）。(Texas Instruments)
もし具体のコイル仕様（R, L, I_0, V_DS(max), 繰返し）をご提示いただければ、V_Z候補（数値）→TVS型番→t_off 実測想定値まで落とし込みます
。
非常に鋭い質問です。
はい、短時間で繰り返し瞬時短絡が発生すると、ダイオードは急速に劣化し、最終的に破壊に至る可能性が高くなります。
この現象は「繰返しパルスストレス（repetitive surge stress）」として定義されており、整流ダイオード／ショットキーダイオード／TVSツェナーすべてに共通して重要です。
以下で、破壊メカニズム → 熱的過程 → 定格評価 → 実務対策を順に詳しく説明します。
① 繰返し短絡とは何が起きているか
ダイオードが逆向き実装や短絡状態にある場合、
通電ONのたびに電源から**大電流（IF, surge）**が流れます。
このときの瞬時電流は次式で近似できます：
I_{\text{surge}} = \frac{V_{\text{supply}} – V_F}{R_{\text{line}} + R_{\text{coil}}}
仮に 24 V 系でライン抵抗が 1 Ω 以下なら、
→ 20 A〜50 A級のパルス電流が瞬時に流れます（ms以下）。
これが何度も繰り返されると、接合温度が急上昇・冷却の繰返しを受けてダイオードが疲労・破壊します。
② 破壊メカニズム（物理的に何が起きているか）
| 種別 | 現象 | 説明 |
| ① 熱破壊（thermal runaway） | パルス電流による瞬間発熱 → ジャンクション温度 Tj が絶対最大 (Tjmax≈150〜175 °C) を超過 | ショート直後はパルス幅が短くても、繰返すと蓄熱で破壊 |
| ② メタル疲労／ワイヤボンディング断線 | 繰返し通電で内部ワイヤが加熱膨張→冷却収縮を繰返す | 接合部クラック・抵抗増加・最終的にオープン故障 |
| ③ エピ層溶融／シリコン局所焼損 | 大電流集中で局所温度1000 °C超、結晶溶解 | 黒化・リーク増加・永久短絡（破壊） |
| ④ パッケージ損傷 | リードフレームと樹脂界面の熱膨張差で剥離 | 外観異常なく内部断線 |
③ ダイオードの定格で見る「繰返し短絡の危険性」
メーカーのデータシートでは以下のような定格があります。
| 項目 | 意味 | 対応する危険 |
| IFSM（非繰返しサージ電流） | 単発の大電流に耐えられる限界（例：50 A/10 ms） | 「一度だけ」ならOKだが、繰返しはNG |
| IFRM（繰返しピーク順方向電流） | 定常的に許されるパルス電流（例：1 A @ 50% duty） | 「周期的に短絡が発生」する場合はこれを超える |
| ΔTj/pulse（温度上昇パルス許容） | パルスごとの温度上昇 | 周期短すぎると冷却が追いつかず破壊 |
たとえば Vishay「SS14（1 Aショットキー）」の場合：
- IFSM ≈ 30 A (8.3 ms, single half-sine)
- しかし「repetitive surge」は保証外。数回で寿命急減。
つまり、瞬時短絡が何度も発生する＝
「IFSMを繰返す」状態であり、破壊リスクが極めて高いです。
④ 熱的観点での定量評価（概算）
パルスによる瞬間発熱エネルギー：
E_{\text{pulse}} = I_{\text{surge}}^2 \cdot R_{\text{j}} \cdot t_{\text{pulse}}
ダイオードの熱抵抗を RθJA=100 K/W、Isurge=30 A、t=2 ms、Rj=0.1 Ω と仮定すると：
E = 30^2 \times 0.1 \times 0.002 = 0.18\ \text{J}
温度上昇：
ΔT = \frac{E}{C_{\text{th}}}
Cth（熱容量）≈0.1 J/K の場合、
ΔT ≈ 1.8 K/1パルス。→ 1 Hz で繰返すと蓄熱し Tj上昇が積み重なる。
100パルス程度で内部クラックや抵抗増加が発生しうる。
⑤ 実務でよく起きるパターン
| 状況 | 現象 | 結果 |
| リレー駆動でダイオード逆実装 | 通電時に瞬時短絡（30 Aクラス）を毎回発生 | 数十回でダイオード短絡化・焼損 |
| コイルのPWM制御で逆接 | 数kHzパルスごとに短絡 → ダイオード過熱 | 数秒で破壊（煙発生） |
| スイッチング電源で整流側逆極性 | 起動時突入が繰返し | 整流素子溶損・FET破壊連鎖 |
⑥ 実務上の防止策
| 対策 | 目的 | 備考 |
| 1. フェイルセーフ設計 | 逆接時でも短絡電流を制限 | ヒューズ、PTC、電源抵抗を直列に挿入 |
| 2. 逆接ダイオードを別途追加 | 保護方向を限定 | 電源ラインに逆接保護用ダイオードを追加 |
| 3. 実装検査 | 極性誤実装を防止 | カソードマーク明記・AOIで検査 |
| 4. サージ・繰返し耐量の余裕 | 繰返し負荷でも安全 | 定格 IFSM の3〜5倍の余裕を持つ大型素子採用 |
| 5. 熱シミュレーション・実測 | 温度上昇評価 | 熱画像／IRセンサでΔTパルス確認 |
⑦ メーカー資料での裏付け（一次情報）
- Vishay General Semiconductor – “AN-1005: Diodes and Surge Current”
「繰返しサージは非推奨。IFSMは単発条件でのみ有効」と明記。
“Repetitive surges, even below IFSM, cause cumulative damage due to thermal cycling.” - ON Semiconductor – “Thermal considerations for Power Diodes”
「短時間サージを繰返すとボンディング部が疲労破壊する」と記載。
“Repeated surge events accelerate metallurgical fatigue of bond wires.”
⑧ 結論
短時間で瞬時短絡が繰り返されると、ダイオード破壊リスクは急激に上がる。
原因：
- 大電流 → 熱衝撃 → 熱疲労・接合劣化の蓄積。
- 「IFSM」はあくまで単発保証であり、繰返しは不可。
結果：
- 初期は通電可能でもリーク増大→VF上昇→最終的に短絡または開放。
- 実際には数十回の短絡で破壊することが多い（SMA/SMBJ級では特に）。
⑨ 実務アドバイス（簡潔まとめ）
| 現象 | 評価指標 | 許容指針 |
| 単発短絡（誤接瞬間1回） | IFSM以下 | 一般に耐える |
| 数回/秒オーダの繰返し | IFRM超過 | 数十回で破壊可能 |
| 数百Hz以上で繰返し | 熱蓄積で即破壊 | 1秒以内に破損もあり |
最終結論：
ダイオードに瞬時短絡（大電流パルス）が繰返し印加されると、
- 内部の熱応力疲労、
- ボンディング断線、
- 接合溶融、
のいずれかにより数回〜数十回で破壊する可能性が極めて高いです。
したがって、「一度でも短絡が起きる回路」では原因除去が最優先であり、
素子のサージ定格に頼ってはいけません。
希望があれば、次に
✅「繰返し短絡を想定した熱破壊シミュレーション方法（I²t換算とサージエネルギ）」
✅「破壊防止用の保護ヒューズ／NTC設計手順」
を数式付きで解説できます。進めますか？